PS Moduł 3: Różnice pomiędzy wersjami

← poprzednia edycja następna edycja →

WizualnieWikikod

Wersja z 09:27, 5 wrz 2023

Metody analizy sygnałów w dziedzinie częstotliwości noszą nazwę metod częstotliwościowych lub metod widmowych.
W „języku” częstotliwościowym można w wielu przypadkach w sposób prostszy opisać podstawowe cechy sygnału. Łatwiej jest też rozpatrywać i interpretować niektóre operacje na sygnałach, a zwłaszcza operację filtracji.
Widmo Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle X(\omega)\} , sygnału Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle x(t)\} , jest jego równoważną reprezentacją w dziedzinie częstotliwości. Ponieważ widmo jest w ogólnym przypadku funkcją zespoloną zmiennej rzeczywistej Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega\} , (por. przykład 3.1), reprezentacja ta ma charakter formalny, niefizyczny.

Zwróćmy uwagę, że w przykładzie 3.2 otrzymaliśmy widmo rzeczywiste. Jest to konsekwencją parzystości sygnału $x (t) = X_{0} Π (t / T)$ . Widmo to ma kształt funkcji Sa w dziedzinie częstotliwości.
Dla sygnałów o ograniczonej energii (należących do przestrzeni Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle L^2(-\infty, \infty)\} , ) przekształcenie Fouriera jest wzajemnie jednoznaczne, jeśli całkę (3.1) rozumie się w sensie Lebesgue’a.
Wzory (3.1) i (3.2) określają proste i odwrotne przekształcenie Fouriera w sensie zwykłym.

Chcąc wyprowadzić parę transformat w sensie granicznym należy w każdym indywidualnym przypadku skonstruować odpowiedni ciąg sygnałów o ograniczonej energii aproksymujący sygnał o ograniczonej mocy i dokonać przejścia granicznego. Bardzo często w wyniku przejścia granicznego otrzymujemy w granicy widma dystrybucyjne.
Ciąg aproksymujący sygnał Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle x(t)\} , o ograniczonej mocy konstruuje się zwykle mnożąc go przez funkcje dążące dostatecznie szybko do zera dla Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle t\to \pm \infty\} , typu: Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle e^{-\alpha t}1(t)\} , , jeśli Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle t\epsilon[0, \infty)\} , , oraz Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle e^{-\alpha |t|}\} lub Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle e^{-\alpha t^2}\} , jeśli Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle t\epsilon (-\infty, \infty)\} , .

Widmo amplitudowe i widmo fazowe są funkcjami rzeczywistymi zmiennej Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega\} , i mają wyraźną interpretację fizyczną.
Widma amplitudowe sygnału z przykładu 3.3 dąży do zera, gdy Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega\to \pm \infty\} , . Jego gęstość widmowa jest skoncentrowana głównie w zakresie małych wartości pulsacji. Sygnały takie nazywamy dolnopasmowymi.

Widmo amplitudowe impulsu prostokątnego z przykładu 3.4 ma charakterystyczną strukturę „listkową”. Środkowy przedział pulsacji $| ω | < 2 π / T$ obejmuje tzw. listek główny, a po obu jego stronach występują listki boczne.
Impuls prostokątny jest również sygnałem dolnopasmowym.

Widmo amplitudowe sygnałów rzeczywistych jest funkcją parzystą, a widmo fazowe funkcją nieparzystą zmiennej Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega\} , . Widmo tych sygnałów jest zatem funkcją hermitowską, tj. $X (ω) = X^{*} (- ω)$ .
Operacje zwierciadlanego odbicia sygnału względem osi rzędnych i jego sprzężenia odpowiadają podobnym operacjom na jego widmie.
Przekształcenie Fouriera jest liniowe, tzn. widmo kombinacji liniowej sygnałów jest taką samą kombinacją liniową ich widm.
Przy przekształceniu Fouriera kształt sygnału i jego widma jest cechą wymienną.
Rozciągnięciu skali czasu sygnału odpowiada zawężenie skali częstotliwości jego widma i odwrotnie. Jednocześnie zmianie ulega skala wartości widma.
Przesunięciu sygnału wzdłuż osi czasu o czas Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle t_0\} , odpowiada mnożenie jego widma przez czynnik Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle e^{j\omega t_0}\} , . Widmo amplitudowe nie zmienia się przy tym, a fazowe ulega zmianie o składnik Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle -\omega t_0\} , .
Mnożenie sygnału przez zespolony sygnał harmoniczny o pulsacji Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega_0\} , powoduje przesunięcie jego widma wzdłuż osi pulsacji o wartość Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega_0\} , .
Mnożenie sygnału przez rzeczywisty sygnał harmoniczny o pulsacji Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega_0\} , (jego modulacja) powoduje rozczepienie widma na dwie części przesunięte wzdłuż osi pulsacji do punktów Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \pm \omega_0\} , . Jednocześnie gęstość widmowa maleje dwukrotnie

Różniczkowaniu sygnału w dziedzinie czasu odpowiada mnożenie jego widma przez Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle j\omega\} , w dziedzinie częstotliwości.
Całkowaniu sygnału w dziedzinie czasu odpowiada dzielenie jego widma przez Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle j\omega\} , w dziedzinie częstotliwości.
Splotowi sygnałów odpowiada mnożenie ich widm i odwrotnie, mnożeniu sygnałów odpowiada splatanie ich widm.
Twierdzenie Rayleigha orzeka, że (z dokładnością do czynnika Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle 2\pi\} , ) w przestrzeniach sygnałów Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle {L^2}_t\} , i widm Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle {L^2}_{\omega}\} , jest zachowany iloczyn skalarny. Wynikające z niego twierdzenie Parsevala orzeka, że z dokładnością do czynnika Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle 2\pi\} , zachowana jest norma w obu przestrzeniach (lub równoważnie energia).
Widmo gęstości energii opisuje rozkład całkowitej energii sygnału wzdłuż osi pulsacji.

Ponieważ sygnał wykładniczy obustronny jest parzysty jego widmo jest rzeczywiste i parzyste. Jak widać, jest to sygnał dolnopasmowy. Parę tę można bez trudu wyprowadzić wprost z definicji przekształcenia Fouriera.
Obliczenie widma sygnału Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle Sa\} , wprost z definicji jest bardzo złożone. Korzystając natomiast z twierdzenia o symetrii względem wcześniej wyprowadzonej pary transformat dla impulsu prostokątnego, widmo to można wyznaczyć bez trudu. Ponieważ widmo sygnału Sa jest prostokątne, sygnał ten nazywamy idealnym sygnałem dolnopasmowym.
Widmo impulsu trójkątnego można wyznaczyć z twierdzenia o splocie w dziedzinie czasu przyjmując $x (t) = y (t) = Π (t / T)$ .
Widmo sygnału Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle Sa^2\} , wynika z twierdzenia o symetrii i ostatniej pary transformat.

Widmo sygnału Gaussa ma również kształt krzywej Gaussa. Jest to jedna z nielicznych par transformat Fouriera o tej właściwości
Widmo prostokątnego impulsu radiowego można wyznaczyć z twierdzenia o modulacji zastosowanego do widma impulsu prostokątnego.

Widmo impulsu Diraca jest stałe w całym przedziale pulsacji. Widmo takie nazywamy białym.
Widmo sygnału stałego jest dystrybucją Diraca w dziedzinie częstotliwości o polu Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle 2\pi\} , w punkcie Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega=0\} , .
Sygnał Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle sgn\, t\} , jest nieparzysty, dlatego jego widmo jest urojone.
Para $1 / π t \leftrightarrow - j s g n ω$ jest dualna względem pary $s g n t \leftrightarrow 2 / j ω$ i wynika z twierdzenia o symetrii.

Widmo skoku jednostkowego można wyznaczyć, przedstawiając go w postaci $1 (t) = 1 / 2 + (s g n t) / 2$ i korzystając z poprzednio omówionych par.
Widmo sygnału harmonicznego wynika z twierdzenia o modulacji zastosowanego do pary $1 \leftrightarrow 2 π δ (ω)$ . Widmo to składa się z dwóch dystrybucji Diraca (prążków) występujących w punktach Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \pm \omega_0\} , .
Widmo zespolonego sygnału harmonicznego o pulsacji Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega_0\} , jest dystrybucją Diraca w punkcie Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega_0\} , o polu Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle 2\pi\} , .

Ogólna postać widma sygnału okresowego o okresie $T_{0} = 2 π / o m e g a_{0}$ wynika z jego rozwinięcia w zespolony szereg Fouriera $x (t) = \sum_{k = - \infty}^{\infty} X_{k} e^{j k ω_{0} t}$ , twierdzenia o liniowości oraz pary $e^{j k ω_{0} t} \leftrightarrow 2 π δ (ω - k ω_{0})$ . Widmo to jest ciągiem dystrybucji Diraca występujących w punktach Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle k\omega_0\} , , Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle k=0,\pm\ 1,...\} , , co oddaje jego dyskretny charakter.
Widmo amplitudowe jest ciągiem dystrybucji Diraca w punktach Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle k\omega_0\} , i polach Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle 2\pi |X_k|\} , , zaś widmo fazowe jest ciągiem zwykłych liczb Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle X_k\} , .
Widmo unipolarnej fali prostokątnej z przykładu 3.5 jest ciągiem dystrybucji Diraca, których obwiednią jest funkcja Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle Sa\} ,.

Widmo unipolarnej fali prostokątnej wykreślono dla dwóch różnych wartości okresu fali Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle T_0\} , i stałej szerokości impulsu Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle T\} , . W miarę zwiększania okresu prążki zagęszczają się i ich wysokości maleją. Nie zmieniają się natomiast miejsca zerowe obwiedni, które zależą tylko od szerokości impulsu Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle T\} , .

Widmo w sensie granicznym dystrybucji grzebieniowej $δ_{T_{0}} (t)$ o okresie Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle T_0\} , jest również dystrybucją grzebieniową Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega_0 \delta_{\omega_0}(\omega)\} , o okresie $ω_{0} = 2 π / T_{0}$ i jednakowych polach impulsów widmowych równych Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega_0\} , . Wynika to z faktu, co można łatwo pokazać wykonując odpowiednie obliczenie, że współczynniki rozwinięcia dystrybucji $δ_{T_{0}} (t)$ w zespolony szereg Fouriera są identyczne dla każdego Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle k\} , i równe $X_{k} = 1 / T_{0}$ .
Widmo impulsowego sygnału spróbkowanego z okresem Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle T_s\} , wyznaczamy na podstawie twierdzenia o splocie w dziedzinie częstotliwości i właściwości powielenia okresowego dystrybucji Diraca. Widmo to jest okresowym powieleniem z okresem Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle \omega_s\} , widma Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle X(\omega)\} , sygnału próbkowanego Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle x(t)\} , . Jeśli sygnał Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle x(t)\} , jest sygnałem o paśmie ograniczonym pulsacją $ω_{m} \leq ω_{s} / 2$ , to widmo powielone jest ciągiem niezniekształconych kopii widma Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle X(\omega)\} , skalowanych przez współczynnik Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle 1/T_0\} , .

Szereg Fouriera można traktować jako szczególny przypadek przekształcenia Fouriera sygnałów okresowych w sensie granicznym.
Współczynniki rozwinięcia sygnału okresowego o okresie Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle T_0\} , w zespolony szereg Fouriera są określone przez wartości widma centralnego segmentu tego sygnału w punktach Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle k\omega_0\} , , $ω_{0} = 1 π / T_{0}$ , podzielone przez Parser nie mógł rozpoznać (błąd składni): {\displaystyle T_0\} , .

W teorii obwodów obowiązuje zasada, że im czas trwania sygnału jest krótszy (im impuls jest węższy), tym jego widmo jest szersze.

Zasada nieoznaczoności w teorii sygnałów stanowi, że iloczyn miary czasu trwania sygnału i miary szerokości widma nie może być mniejszy od pewnego progu.

Zasada nieoznaczoności znajduje odbicie w wielu zastosowaniach praktycznych. Np. w projektowaniu cyfrowych systemów telekomunikacyjnych dąży się do przesyłania informacji za pomocą jak najkrótszych impulsów, co skraca czas transmisji, i jednocześnie do przesyłania informacji w jak najkrótszym paśmie, co zwiększa pojemność systemu. Zgodnie z zasadą nieoznaczoności wymagania te są sprzeczne i wyboru czasu trwania impulsu i szerokości jego widma dokonuje się na drodze kompromisu.

@@ Linia 4: / Linia 4: @@
 *Metody analizy sygnałów w dziedzinie częstotliwości noszą nazwę ''metod częstotliwościowych'' lub ''metod widmowych''.
 *W „języku” częstotliwościowym można w wielu przypadkach w sposób prostszy opisać podstawowe cechy sygnału. Łatwiej jest też rozpatrywać i interpretować niektóre operacje na sygnałach, a zwłaszcza operację ''filtracji''.
-*Widmo <math>X(\omega)\,</math>  sygnału <math>x(t)\,</math>   jest jego równoważną reprezentacją w dziedzinie częstotliwości. Ponieważ widmo jest w ogólnym przypadku funkcją zespoloną zmiennej rzeczywistej <math>\omega\,</math> (por. przykład 3.1), reprezentacja ta ma charakter formalny, niefizyczny.
+*Widmo <math>X(\omega)\</math>,  sygnału <math>x(t)\</math>,   jest jego równoważną reprezentacją w dziedzinie częstotliwości. Ponieważ widmo jest w ogólnym przypadku funkcją zespoloną zmiennej rzeczywistej <math>\omega\</math>, (por. przykład 3.1), reprezentacja ta ma charakter formalny, niefizyczny.
 |}
@@ Linia 14: / Linia 14: @@
 |valign="top"|
 *Zwróćmy uwagę, że w przykładzie 3.2 otrzymaliśmy widmo rzeczywiste. Jest to konsekwencją parzystości sygnału <math>x(t)=X_0\Pi(t/T)</math> . Widmo to ma kształt funkcji Sa w dziedzinie częstotliwości.
-*Dla sygnałów o ograniczonej energii (należących do przestrzeni <math>L^2(-\infty, \infty)\,</math> ) przekształcenie Fouriera jest wzajemnie jednoznaczne, jeśli całkę (3.1) rozumie się w sensie Lebesgue’a.
+*Dla sygnałów o ograniczonej energii (należących do przestrzeni <math>L^2(-\infty, \infty)\</math>, ) przekształcenie Fouriera jest wzajemnie jednoznaczne, jeśli całkę (3.1) rozumie się w sensie Lebesgue’a.
 *Wzory (3.1) i (3.2) określają proste i odwrotne przekształcenie Fouriera w sensie zwykłym.
@@ Linia 25: / Linia 25: @@
 |valign="top"|
 *Chcąc wyprowadzić parę transformat w sensie granicznym należy w każdym indywidualnym przypadku skonstruować odpowiedni ciąg sygnałów o ograniczonej energii aproksymujący sygnał o ograniczonej mocy i dokonać przejścia granicznego. Bardzo często w wyniku przejścia granicznego otrzymujemy w granicy widma dystrybucyjne.
-*Ciąg aproksymujący sygnał <math>x(t)\,</math>  o ograniczonej mocy konstruuje się zwykle mnożąc go przez funkcje dążące dostatecznie szybko do zera dla <math>t\to \pm \infty\,</math>   typu: <math>e^{-\alpha t}1(t)\,</math> , jeśli <math>t\epsilon[0, \infty)\,</math>  , oraz <math>e^{-\alpha |t|}\</math>  lub <math>e^{-\alpha t^2}\</math> , jeśli <math>t\epsilon (-\infty, \infty)\,</math>  .
+*Ciąg aproksymujący sygnał <math>x(t)\</math>,  o ograniczonej mocy konstruuje się zwykle mnożąc go przez funkcje dążące dostatecznie szybko do zera dla <math>t\to \pm \infty\</math>,   typu: <math>e^{-\alpha t}1(t)\</math>, , jeśli <math>t\epsilon[0, \infty)\</math>,  , oraz <math>e^{-\alpha |t|}\</math>  lub <math>e^{-\alpha t^2}\</math> , jeśli <math>t\epsilon (-\infty, \infty)\</math>,  .
 |}
@@ Linia 33: / Linia 33: @@
 |width="500px" valign="top"|[[Grafika:PS_M3_Slajd4.png|thumb|500px]]
 |valign="top"|
-*Widmo amplitudowe i widmo fazowe są funkcjami rzeczywistymi zmiennej <math>\omega\,</math>  i mają wyraźną interpretację fizyczną.
+*Widmo amplitudowe i widmo fazowe są funkcjami rzeczywistymi zmiennej <math>\omega\</math>,  i mają wyraźną interpretację fizyczną.
-*Widma amplitudowe  sygnału z przykładu 3.3 dąży do zera, gdy <math>\omega\to \pm \infty\,</math> . Jego gęstość widmowa jest skoncentrowana głównie w zakresie małych wartości pulsacji. Sygnały takie nazywamy ''dolnopasmowymi''.
+*Widma amplitudowe  sygnału z przykładu 3.3 dąży do zera, gdy <math>\omega\to \pm \infty\</math>, . Jego gęstość widmowa jest skoncentrowana głównie w zakresie małych wartości pulsacji. Sygnały takie nazywamy ''dolnopasmowymi''.
 |}
@@ Linia 53: / Linia 53: @@
 |width="500px" valign="top"|[[Grafika:PS_M3_Slajd6.png|thumb|500px]]
 |valign="top"|
-*Widmo amplitudowe sygnałów rzeczywistych jest funkcją parzystą, a widmo fazowe funkcją nieparzystą zmiennej <math>\omega\,</math> . Widmo tych sygnałów jest zatem ''funkcją hermitowską'', tj. <math>X(\omega)=X^{*}(-\omega)</math> .
+*Widmo amplitudowe sygnałów rzeczywistych jest funkcją parzystą, a widmo fazowe funkcją nieparzystą zmiennej <math>\omega\</math>, . Widmo tych sygnałów jest zatem ''funkcją hermitowską'', tj. <math>X(\omega)=X^{*}(-\omega)</math> .
 *Operacje zwierciadlanego odbicia sygnału względem osi rzędnych i jego sprzężenia odpowiadają podobnym operacjom na jego widmie.
 *Przekształcenie Fouriera jest liniowe, tzn. widmo kombinacji liniowej sygnałów jest taką samą kombinacją liniową ich widm.
 *Przy przekształceniu Fouriera kształt sygnału i jego widma jest cechą wymienną.
 *Rozciągnięciu skali czasu sygnału odpowiada zawężenie skali częstotliwości jego widma i odwrotnie. Jednocześnie zmianie ulega skala wartości widma.
-*Przesunięciu sygnału wzdłuż osi czasu o czas <math>t_0\,</math> odpowiada mnożenie jego widma przez czynnik <math>e^{j\omega t_0}\,</math>  . Widmo amplitudowe nie zmienia się przy tym, a fazowe ulega zmianie o składnik <math>-\omega t_0\,</math>  .
+*Przesunięciu sygnału wzdłuż osi czasu o czas <math>t_0\</math>, odpowiada mnożenie jego widma przez czynnik <math>e^{j\omega t_0}\</math>,  . Widmo amplitudowe nie zmienia się przy tym, a fazowe ulega zmianie o składnik <math>-\omega t_0\</math>,  .
-*Mnożenie sygnału przez zespolony sygnał harmoniczny o pulsacji <math>\omega_0\,</math>  powoduje przesunięcie jego widma wzdłuż osi pulsacji o wartość <math>\omega_0\,</math>  .
+*Mnożenie sygnału przez zespolony sygnał harmoniczny o pulsacji <math>\omega_0\</math>,  powoduje przesunięcie jego widma wzdłuż osi pulsacji o wartość <math>\omega_0\</math>,  .
-*Mnożenie sygnału przez rzeczywisty sygnał harmoniczny o pulsacji <math>\omega_0\,</math> (jego modulacja) powoduje rozczepienie  widma na dwie części przesunięte wzdłuż osi pulsacji do punktów <math>\pm \omega_0\,</math> . Jednocześnie gęstość widmowa maleje dwukrotnie
+*Mnożenie sygnału przez rzeczywisty sygnał harmoniczny o pulsacji <math>\omega_0\</math>, (jego modulacja) powoduje rozczepienie  widma na dwie części przesunięte wzdłuż osi pulsacji do punktów <math>\pm \omega_0\</math>, . Jednocześnie gęstość widmowa maleje dwukrotnie
 |}
@@ Linia 69: / Linia 69: @@
 |width="500px" valign="top"|[[Grafika:PS_M3_Slajd7.png|thumb|500px]]
 |valign="top"|
-*Różniczkowaniu sygnału w dziedzinie czasu odpowiada mnożenie jego widma przez <math>j\omega\,</math>  w dziedzinie częstotliwości.
+*Różniczkowaniu sygnału w dziedzinie czasu odpowiada mnożenie jego widma przez <math>j\omega\</math>,  w dziedzinie częstotliwości.
-*Całkowaniu sygnału w dziedzinie czasu odpowiada dzielenie jego widma przez <math>j\omega\,</math>  w dziedzinie częstotliwości.
+*Całkowaniu sygnału w dziedzinie czasu odpowiada dzielenie jego widma przez <math>j\omega\</math>,  w dziedzinie częstotliwości.
 *Splotowi sygnałów odpowiada mnożenie ich widm i odwrotnie, mnożeniu sygnałów odpowiada splatanie ich widm.
-*Twierdzenie Rayleigha orzeka, że (z dokładnością do czynnika <math>2\pi\,</math> ) w przestrzeniach sygnałów  <math>{L^2}_t\,</math>    i widm <math>{L^2}_{\omega}\,</math>   jest zachowany iloczyn skalarny. Wynikające z niego twierdzenie Parsevala orzeka, że z dokładnością do czynnika <math>2\pi\,</math>  zachowana jest norma w obu przestrzeniach (lub równoważnie energia).
+*Twierdzenie Rayleigha orzeka, że (z dokładnością do czynnika <math>2\pi\</math>, ) w przestrzeniach sygnałów  <math>{L^2}_t\</math>,    i widm <math>{L^2}_{\omega}\</math>,   jest zachowany iloczyn skalarny. Wynikające z niego twierdzenie Parsevala orzeka, że z dokładnością do czynnika <math>2\pi\</math>,  zachowana jest norma w obu przestrzeniach (lub równoważnie energia).
 *Widmo gęstości energii opisuje rozkład całkowitej energii sygnału wzdłuż osi pulsacji.
@@ Linia 83: / Linia 83: @@
 |valign="top"|
 *Ponieważ sygnał wykładniczy obustronny jest parzysty jego widmo jest rzeczywiste i parzyste. Jak widać, jest to sygnał dolnopasmowy. Parę tę można bez trudu wyprowadzić wprost z definicji przekształcenia Fouriera.
-*Obliczenie widma sygnału <math>Sa\,</math> wprost z definicji jest bardzo złożone. Korzystając natomiast z twierdzenia o symetrii względem wcześniej wyprowadzonej pary transformat dla impulsu prostokątnego, widmo to można  wyznaczyć bez trudu. Ponieważ widmo sygnału Sa jest prostokątne, sygnał ten nazywamy ''idealnym sygnałem dolnopasmowym''.
+*Obliczenie widma sygnału <math>Sa\</math>, wprost z definicji jest bardzo złożone. Korzystając natomiast z twierdzenia o symetrii względem wcześniej wyprowadzonej pary transformat dla impulsu prostokątnego, widmo to można  wyznaczyć bez trudu. Ponieważ widmo sygnału Sa jest prostokątne, sygnał ten nazywamy ''idealnym sygnałem dolnopasmowym''.
 *Widmo impulsu trójkątnego można wyznaczyć z twierdzenia o splocie w dziedzinie czasu przyjmując <math>x(t)=y(t)=\Pi(t/T)</math> .
-*Widmo sygnału <math>Sa^2\,</math> wynika z twierdzenia o symetrii i ostatniej pary transformat.
+*Widmo sygnału <math>Sa^2\</math>, wynika z twierdzenia o symetrii i ostatniej pary transformat.
 |}
@@ Linia 105: / Linia 105: @@
 |valign="top"|
 *Widmo impulsu Diraca jest stałe w całym przedziale pulsacji. Widmo takie nazywamy ''białym''.
-*Widmo sygnału stałego jest dystrybucją Diraca w dziedzinie częstotliwości o polu <math>2\pi\,</math>  w punkcie <math>\omega=0\,</math> .
+*Widmo sygnału stałego jest dystrybucją Diraca w dziedzinie częstotliwości o polu <math>2\pi\</math>,  w punkcie <math>\omega=0\</math>, .
-*Sygnał <math>sgn\, t\,</math>  jest nieparzysty, dlatego jego widmo jest urojone.
+*Sygnał <math>sgn\, t\</math>,  jest nieparzysty, dlatego jego widmo jest urojone.
 *Para <math>1/{\pi} t\leftrightarrow  -jsgn\, \omega</math>  jest dualna względem pary <math>sgn\, t\leftrightarrow 2/j\omega</math>   i wynika z twierdzenia o symetrii.
 |}
@@ Linia 116: / Linia 116: @@
 |valign="top"|
 *Widmo skoku jednostkowego można wyznaczyć, przedstawiając go w postaci <math>1(t)=1/2+(sgn\, t)/2</math>  i korzystając z poprzednio omówionych par.
-*Widmo sygnału harmonicznego wynika z twierdzenia o modulacji zastosowanego do pary <math>1\leftrightarrow 2\pi \delta (\omega)</math> . Widmo to składa się z dwóch dystrybucji Diraca (prążków) występujących w punktach  <math>\pm \omega_0\,</math> .
+*Widmo sygnału harmonicznego wynika z twierdzenia o modulacji zastosowanego do pary <math>1\leftrightarrow 2\pi \delta (\omega)</math> . Widmo to składa się z dwóch dystrybucji Diraca (prążków) występujących w punktach  <math>\pm \omega_0\</math>, .
-*Widmo zespolonego sygnału harmonicznego o pulsacji <math>\omega_0\,</math>  jest dystrybucją Diraca w punkcie <math>\omega_0\,</math>  o polu <math>2\pi\,</math> .
+*Widmo zespolonego sygnału harmonicznego o pulsacji <math>\omega_0\</math>,  jest dystrybucją Diraca w punkcie <math>\omega_0\</math>,  o polu <math>2\pi\</math>, .
 |}
@@ Linia 125: / Linia 125: @@
 |width="500px" valign="top"|[[Grafika:PS_M3_Slajd12.png|thumb|500px]]
 |valign="top"|
-*Ogólna postać widma sygnału okresowego o okresie <math>T_0=2\pi/{omega_0}</math> wynika z jego rozwinięcia w zespolony szereg Fouriera <math>x(t)=\sum_{k=-\infty}^{\infty} X_k e^{jk\omega_0 t}</math> , twierdzenia o liniowości oraz pary <math>e^{jk\omega_0 t}\leftrightarrow 2\pi \delta(\omega-k\omega_0) </math> . Widmo to jest ciągiem dystrybucji Diraca występujących w punktach <math>k\omega_0\,</math> , <math>k=0,\pm\ 1,...\,</math> , co oddaje jego dyskretny charakter.
+*Ogólna postać widma sygnału okresowego o okresie <math>T_0=2\pi/{omega_0}</math> wynika z jego rozwinięcia w zespolony szereg Fouriera <math>x(t)=\sum_{k=-\infty}^{\infty} X_k e^{jk\omega_0 t}</math> , twierdzenia o liniowości oraz pary <math>e^{jk\omega_0 t}\leftrightarrow 2\pi \delta(\omega-k\omega_0) </math> . Widmo to jest ciągiem dystrybucji Diraca występujących w punktach <math>k\omega_0\</math>, , <math>k=0,\pm\ 1,...\</math>, , co oddaje jego dyskretny charakter.
-*Widmo amplitudowe jest ciągiem dystrybucji Diraca w punktach <math>k\omega_0\,</math> i polach <math>2\pi |X_k|\,</math> , zaś widmo fazowe jest ciągiem zwykłych liczb <math>X_k\,</math> .
+*Widmo amplitudowe jest ciągiem dystrybucji Diraca w punktach <math>k\omega_0\</math>, i polach <math>2\pi |X_k|\</math>, , zaś widmo fazowe jest ciągiem zwykłych liczb <math>X_k\</math>, .
-*Widmo unipolarnej fali prostokątnej z przykładu 3.5 jest ciągiem dystrybucji Diraca, których obwiednią jest funkcja <math>Sa\,</math>.
+*Widmo unipolarnej fali prostokątnej z przykładu 3.5 jest ciągiem dystrybucji Diraca, których obwiednią jest funkcja <math>Sa\</math>,.
 |}
@@ Linia 136: / Linia 136: @@
 |width="500px" valign="top"|[[Grafika:PS_M3_Slajd13.png|thumb|500px]]
 |valign="top"|
-*Widmo unipolarnej fali prostokątnej wykreślono dla dwóch różnych wartości okresu fali <math>T_0\,</math>  i stałej szerokości impulsu <math>T\,</math> . W miarę zwiększania okresu prążki zagęszczają się i ich wysokości maleją. Nie zmieniają się natomiast miejsca zerowe obwiedni, które zależą tylko od szerokości impulsu <math>T\,</math> .
+*Widmo unipolarnej fali prostokątnej wykreślono dla dwóch różnych wartości okresu fali <math>T_0\</math>,  i stałej szerokości impulsu <math>T\</math>, . W miarę zwiększania okresu prążki zagęszczają się i ich wysokości maleją. Nie zmieniają się natomiast miejsca zerowe obwiedni, które zależą tylko od szerokości impulsu <math>T\</math>, .
 |}
@@ Linia 145: / Linia 145: @@
 |width="500px" valign="top"|[[Grafika:PS_M3_Slajd14.png|thumb|500px]]
 |valign="top"|
-*Widmo w sensie granicznym dystrybucji grzebieniowej <math>\delta_{T_0}(t)</math>  o okresie <math>T_0\,</math> jest również dystrybucją grzebieniową <math>\omega_0 \delta_{\omega_0}(\omega)\,</math>   o okresie <math>\omega_0=2\pi/T_0</math> i jednakowych polach impulsów widmowych równych <math>\omega_0\,</math> . Wynika to z faktu, co można łatwo pokazać wykonując odpowiednie obliczenie, że współczynniki rozwinięcia dystrybucji <math>\delta_{T_0}(t)</math> w zespolony szereg Fouriera są identyczne dla każdego <math>k\,</math> i równe <math>X_k=1/T_0</math> .
+*Widmo w sensie granicznym dystrybucji grzebieniowej <math>\delta_{T_0}(t)</math>  o okresie <math>T_0\</math>, jest również dystrybucją grzebieniową <math>\omega_0 \delta_{\omega_0}(\omega)\</math>,   o okresie <math>\omega_0=2\pi/T_0</math> i jednakowych polach impulsów widmowych równych <math>\omega_0\</math>, . Wynika to z faktu, co można łatwo pokazać wykonując odpowiednie obliczenie, że współczynniki rozwinięcia dystrybucji <math>\delta_{T_0}(t)</math> w zespolony szereg Fouriera są identyczne dla każdego <math>k\</math>, i równe <math>X_k=1/T_0</math> .
-*Widmo impulsowego sygnału spróbkowanego z okresem <math>T_s\,</math>  wyznaczamy na podstawie twierdzenia o splocie w dziedzinie częstotliwości i właściwości powielenia okresowego dystrybucji Diraca. Widmo to jest okresowym powieleniem z okresem <math>\omega_s\,</math>   widma <math>X(\omega)\,</math>  sygnału próbkowanego <math>x(t)\,</math> . Jeśli sygnał <math>x(t)\,</math> jest sygnałem o paśmie ograniczonym pulsacją <math>\omega_m\le \omega_s/2</math> , to widmo powielone jest ciągiem niezniekształconych kopii widma <math>X(\omega)\,</math>  skalowanych przez współczynnik <math>1/T_0\,</math> .
+*Widmo impulsowego sygnału spróbkowanego z okresem <math>T_s\</math>,  wyznaczamy na podstawie twierdzenia o splocie w dziedzinie częstotliwości i właściwości powielenia okresowego dystrybucji Diraca. Widmo to jest okresowym powieleniem z okresem <math>\omega_s\</math>,   widma <math>X(\omega)\</math>,  sygnału próbkowanego <math>x(t)\</math>, . Jeśli sygnał <math>x(t)\</math>, jest sygnałem o paśmie ograniczonym pulsacją <math>\omega_m\le \omega_s/2</math> , to widmo powielone jest ciągiem niezniekształconych kopii widma <math>X(\omega)\</math>,  skalowanych przez współczynnik <math>1/T_0\</math>, .
 |}
@@ Linia 156: / Linia 156: @@
 |valign="top"|
 *Szereg Fouriera można traktować jako szczególny przypadek przekształcenia Fouriera sygnałów okresowych w sensie granicznym.
-*Współczynniki rozwinięcia sygnału okresowego o okresie <math>T_0\,</math>  w zespolony szereg Fouriera są określone przez wartości widma centralnego segmentu tego sygnału w punktach <math>k\omega_0\,</math> , <math>\omega_0=1\pi/T_0</math> , podzielone przez <math>T_0\,</math> .
+*Współczynniki rozwinięcia sygnału okresowego o okresie <math>T_0\</math>,  w zespolony szereg Fouriera są określone przez wartości widma centralnego segmentu tego sygnału w punktach <math>k\omega_0\</math>, , <math>\omega_0=1\pi/T_0</math> , podzielone przez <math>T_0\</math>, .
 |}

PS Moduł 3: Różnice pomiędzy wersjami

Wersja z 09:27, 5 wrz 2023

Menu nawigacyjne

Działania na stronie

Opcje strony

Narzędzia osobiste

Nawigacja

Szukaj

Narzędzia